อินเวอร์เตอร์แปลง DC เป็น AC ได้อย่างไร: สับสวิตช์เป็นพัลส์ แล้วให้ตัวกรอง LC เฉลี่ยเป็นซายน์

แผงบนหลังคาจ่ายไฟกระแสตรงที่แรงดันค่อนข้างนิ่ง ส่วนกริดของ กฟภ./กฟน. ต้องการไฟกระแสสลับรูปซายน์ 220–230V 50 Hz ที่เปลี่ยนขั้วห้าสิบรอบต่อวินาที คำอธิบายที่พบทั่วไปมักวาดภาพว่ามีวงจร “แปลง” รูปคลื่นจากแบบหนึ่งไปเป็นอีกแบบหนึ่ง ซึ่งทำให้เข้าใจผิดตั้งแต่ต้น ความจริงคือ อินเวอร์เตอร์แปลง DC เป็น AC ด้วยการสับสวิตช์กำลังเปิด-ปิดหลายพันถึงหลายหมื่นครั้งต่อวินาที สร้างพัลส์แรงดันที่ความกว้างไม่เท่ากัน แล้วปล่อยให้ตัวกรอง LC เฉลี่ยพัลส์เหล่านั้นออกมาเป็นซายน์ ไม่มีขั้นตอนไหนที่รูปคลื่นถูก “แปลง” โดยตรงเลย ทุกอย่างที่เหลือในบทความนี้ ตั้งแต่การจัดวางสวิตช์ไปจนถึงการตัดหม้อแปลงออก ล้วนเป็นเรื่องเดียวกันคือทำให้การสับนั้นสูญเสียน้อยลง เงียบขึ้น และปลอดภัยขึ้น

อินเวอร์เตอร์แปลง DC เป็น AC ด้วยค่าเฉลี่ยของพัลส์ ไม่ใช่ด้วยการดัดรูปคลื่น

สวิตช์กำลังสารกึ่งตัวนำทำได้แค่สองอย่างคือนำกระแส (ON) กับไม่นำกระแส (OFF) มันสร้างแรงดันครึ่ง ๆ กลาง ๆ ไม่ได้ สิ่งที่ทำได้คือควบคุม สัดส่วนเวลา ที่อยู่ในสถานะ ON ภายในคาบสวิตชิ่งหนึ่ง ๆ ถ้าคาบสวิตชิ่งสั้นกว่าคาบของคลื่น 50 Hz มาก ๆ ค่าเฉลี่ยเคลื่อนที่ของแรงดันพัลส์จะไต่ตามรูปซายน์ที่เราต้องการได้อย่างละเอียด นี่คือหลักการสังเคราะห์รูปคลื่นด้วยการมอดูเลต และเป็นเหตุผลที่ความถี่สวิตชิ่งต้องสูง ความถี่ที่ใช้จริงกินช่วงกว้างตั้งแต่ระดับไม่กี่ kHz ขึ้นไป โดยบทความด้านการเลือกอุปกรณ์ของ International Rectifier (ปัจจุบันคือ Infineon) ว่าด้วยการเลือก IGBT สำหรับอินเวอร์เตอร์โซลาร์ ใช้ระดับ 20 kHz ขึ้นไปเป็นฐานอ้างอิงของตัวอย่าง และอุปกรณ์รุ่นใหม่ขยับสูงกว่านั้นได้อีก ที่ 20 kHz เท่ากับสูงกว่าความถี่กริด 50 Hz ถึง 400 เท่า เท่ากับว่าในคลื่นซายน์หนึ่งลูก มีพัลส์ให้เฉลี่ยหลายร้อยลูก

แต่ค่าเฉลี่ยจะกลายเป็นซายน์จริงได้ก็ต่อเมื่อมีอะไรมาทำหน้าที่เฉลี่ยให้ ตัวนั้นคือ ตัวกรองความถี่ต่ำผ่าน (Low-Pass Filter) ที่ประกอบด้วยตัวเหนี่ยวนำ (L) และตัวเก็บประจุ (C) ต่ออยู่ที่เอาต์พุต ตัวกรองนี้ยอมให้องค์ประกอบ 50 Hz ผ่านไปได้ และปัดองค์ประกอบความถี่สูงรอบ ๆ ความถี่พาหะทิ้ง จุดที่ควรจำไว้เพราะมันจะย้อนกลับมาในทุกหัวข้อถัดจากนี้คือ ขนาดของตัวเหนี่ยวนำแปรผกผันกับความถี่ที่มันต้องกรอง ยิ่งริปเปิลปรากฏที่ความถี่สูงเท่าไร ตัวเหนี่ยวนำก็ยิ่งเล็ก เบา ถูก และสูญเสียน้อยลงเท่านั้น ทางเลือกด้าน Topology และเทคนิคมอดูเลตแทบทั้งหมดตัดสินกันที่ตรงนี้

H-Bridge สี่สวิตช์ให้แรงดันสามระดับ ส่วน Half-Bridge สองสวิตช์ให้ได้แค่ครึ่งบัส

โครงสร้างพื้นฐานที่สุดคือ Half-Bridge สวิตช์สองตัว (S1, S2) ต่ออนุกรมกันคร่อมบัส DC โดยมีตัวเก็บประจุสองตัวแบ่งครึ่งแรงดันไว้เป็นจุดอ้างอิงกึ่งกลาง จุดต่อระหว่างสวิตช์ทั้งสองคือขั้วเอาต์พุต เมื่อ S1 นำกระแสและ S2 ไม่นำกระแส เอาต์พุตถูกดึงขึ้นไปทางขั้วบวก ได้ +Vdc/2 เมื่อสลับสถานะกัน ได้ −Vdc/2 ข้อดีคือใช้สวิตช์แค่สองตัว ข้อเสียที่ตัดสินคดีคือแรงดันเอาต์พุตสูงสุดได้แค่ครึ่งเดียวของบัส DC และต้องใช้ตัวเก็บประจุขนาดใหญ่คอยรักษาสมดุลแรงดันที่จุดกึ่งกลาง

ด้วยเหตุนี้อินเวอร์เตอร์โซลาร์เชื่อมต่อกริดจึงใช้ Full-Bridge หรือ H-Bridge เป็นหลัก คือสวิตช์สี่ตัวจัดวางเป็นรูปตัว H โดยมีโหลดคร่อมอยู่ระหว่างขาทั้งสองข้าง โครงสร้างนี้ให้แรงดันเอาต์พุตได้สามระดับคือ +Vdc, 0 และ −Vdc โดยไม่ต้องมีตัวเก็บประจุแบ่งแรงดันกลางบัส และได้แรงดันเอาต์พุตเต็มค่าบัส ไม่ใช่ครึ่งเดียว นอกจากนี้ H-Bridge ยังทำงานได้ครบทั้งสี่ควอแดรนท์ คือจ่ายแรงดันบวกหรือลบพร้อมกระแสบวกหรือลบก็ได้ ซึ่งเป็นคุณสมบัติที่จำเป็นสำหรับอินเวอร์เตอร์กริดไทด์ที่ต้องควบคุมทิศทางและมุมเฟสของกำลังไฟฟ้าได้อย่างอิสระ

Unipolar PWM ทำให้ริปเปิลปรากฏที่สองเท่าของความถี่สวิตชิ่ง จึงใช้ตัวกรองเล็กลง

ฮาร์ดแวร์ H-Bridge สี่สวิตช์ชุดเดียวกัน ให้ผลต่างกันมากขึ้นอยู่กับ รูปแบบการสั่งสวิตช์ แบบแรกคือ Bipolar PWM สวิตช์คู่ทแยงมุม (S1,S4) และ (S2,S3) ทำงานพร้อมกันเป็นคู่ เอาต์พุตจึงกระโดดระหว่าง +Vdc กับ −Vdc เท่านั้น ไม่เคยแวะที่ระดับ 0 เลย ผลคือแรงดันคร่อมตัวเหนี่ยวนำสูงตลอดเวลาและริปเปิลกระแสสูงตาม แบบที่สองคือ Unipolar PWM สั่งสวิตช์แต่ละขาแยกกัน ทำให้มีช่วงที่ขาทั้งสองต่ออยู่กับระดับแรงดันเดียวกันและเอาต์พุตเป็น 0 ได้จริง

ผลลัพธ์ของ Unipolar ไม่ใช่แค่ “ดีกว่านิดหน่อย” แต่เปลี่ยนสมการการออกแบบตัวกรองไปเลย เพราะริปเปิลที่โหลดมองเห็นปรากฏที่ สองเท่า ของความถี่สวิตชิ่ง เอกสารประยุกต์ของ Texas Instruments เรื่อง Power Topology Considerations for Solar String Inverters and Energy Storage Systems (SLLA498A ฉบับปรับปรุง ธันวาคม 2024) ระบุไว้ตรง ๆ ในตารางเปรียบเทียบว่า H-Bridge แบบ Bipolar (ซึ่ง TI เรียกว่า 2L คือสองระดับ) มี f_ripple = f_pwm ขณะที่แบบ Unipolar (3L คือสามระดับ) มี f_ripple = 2 × f_pwm ย้อนกลับไปที่หลักซึ่งบอกไว้ข้างต้น ริปเปิลความถี่สูงเป็นสองเท่าแปลว่าตัวเหนี่ยวนำเล็กลงราวครึ่งหนึ่งสำหรับริปเปิลเป้าหมายเดียวกัน นี่คือเหตุผลที่อินเวอร์เตอร์โซลาร์เฟสเดียวสมัยใหม่แทบทั้งหมดใช้ Unipolar SPWM

รูปแบบ	ระดับแรงดันเอาต์พุต	ความถี่ริปเปิล	สัญญาณรบกวนคอมมอนโหมด
H-Bridge Bipolar (2L)	+Vdc, −Vdc	fpwm	สูง
H-Bridge Unipolar (3L)	+Vdc, 0, −Vdc	2 × fpwm	ต่ำ
HERIC (3L)	+Vdc, 0, −Vdc	fpwm	ต่ำมาก

SPWM ใช้บัส DC ได้สูงสุด 78.5% ของคลื่นสี่เหลี่ยม และนั่นคือเพดานจริงของระบบเฟสเดียว

เทคนิคมอดูเลตมาตรฐานคือ Sinusoidal PWM (SPWM) หลักการคือเปรียบเทียบสัญญาณอ้างอิงรูปซายน์ที่ความถี่ 50 Hz กับสัญญาณพาหะรูปสามเหลี่ยมความถี่สูง ผลการเปรียบเทียบให้พัลส์ที่ความกว้างแปรผันตามขนาดของซายน์ ณ ขณะนั้น เมื่อผ่านตัวกรอง ค่าเฉลี่ยจึงไต่ตามซายน์ได้แม่นยำ และการวิเคราะห์สเปกตรัมพบว่าฮาร์มอนิกเด่นถูกผลักขึ้นไปอยู่เป็นแถบข้างรอบความถี่พาหะ ซึ่งอยู่ไกลจาก 50 Hz มากพอที่ตัวกรอง LC ขนาดเล็กจะจัดการได้

ข้อจำกัดเชิงคณิตศาสตร์ของ SPWM คือในโหมดเชิงเส้น มันจ่ายแรงดันมูลฐานได้สูงสุดเพียง 78.5% ของแรงดันมูลฐานที่อินเวอร์เตอร์คลื่นสี่เหลี่ยมตัวเดียวกันจ่ายได้ ตัวเลขนี้ไม่ใช่ค่าประมาณจากการทดลอง แต่คือ π/4 พอดี เอกสารประกอบการสอน NPTEL วิชา Power Electronics ของ IIT Kharagpur บทที่ 38 ระบุไว้ว่าแรงดันมูลฐานสูงสุดที่อินเวอร์เตอร์ SPWM จ่ายได้โดยไม่เข้าสู่โอเวอร์มอดูเลชัน คิดเป็นเพียง 78.5% ของที่อินเวอร์เตอร์คลื่นสี่เหลี่ยมทำได้ หากดันเกินเพดานนี้จะเข้าสู่ โอเวอร์มอดูเลชัน ซึ่งได้แรงดันเพิ่มมาแลกกับฮาร์มอนิกลำดับต่ำ ปัญหาคือฮาร์มอนิกลำดับต่ำอยู่ใกล้ความถี่มูลฐานเกินกว่าที่ตัวกรอง LC จะปัดทิ้งได้ อินเวอร์เตอร์เชื่อมต่อกริดจึงออกแบบให้ทำงานภายในช่วงเชิงเส้น

ข้อควรระวังสำหรับผู้ที่ไปอ่านตำราต่อ: ค่า “ดัชนีมอดูเลชัน” มีสองระบบนับที่ใช้กันทั้งคู่ ตำราสาย Mohan/Undeland/Robbins ใช้ค่า M ที่วิ่ง 0 ถึง 0.785 ตลอดช่วงเชิงเส้น โดย M = 1 หมายถึงคลื่นสี่เหลี่ยมเต็มรูป ขณะที่อีกระบบใช้อัตราส่วนแอมพลิจูด m_a ที่วิ่ง 0 ถึง 1.0 ตลอดช่วงเชิงเส้นเดียวกัน ทั้งสองระบบถูกต้อง แต่ตัวเลขคนละความหมาย ถ้าเจอ “m ≈ 0.785” กับ “m ≈ 1.0” ในสองแหล่งแล้วรู้สึกว่าขัดกัน ให้ตรวจว่าแต่ละแหล่งนิยามดัชนีไว้อย่างไรก่อน

SVPWM เพิ่มการใช้บัส DC เป็น 90.7% เฉพาะระบบสามเฟส ไม่ใช่โซลาร์บ้านเฟสเดียว

หัวข้อนี้เป็นจุดที่คำอธิบายภาษาไทยจำนวนมากคลาดเคลื่อน และคลาดเคลื่อนในทางที่ทำให้เจ้าของบ้านเข้าใจผิดเรื่องระบบของตัวเอง จึงขอระบุให้ชัด Space Vector PWM (SVPWM) มองสถานะสวิตช์ของอินเวอร์เตอร์สามเฟสเป็นเวกเตอร์แรงดันในปริภูมิสองมิติ สถานะทั้ง 8 แบบให้เวกเตอร์พื้นฐาน 6 ทิศห่างกัน 60 องศา บวกเวกเตอร์ศูนย์อีก 2 ตัว จากนั้นสังเคราะห์เวกเตอร์อ้างอิงที่หมุนด้วยความเร็วเชิงมุมคงที่ โดยผสมเวกเตอร์ข้างเคียงสองตัวตามสัดส่วนเวลา แล้วเติมเวกเตอร์ศูนย์ในเวลาที่เหลือ ผลคือใช้แรงดันบัส DC ในช่วงเชิงเส้นได้ถึงราว 90.7% สูงกว่า SPWM ประมาณ 15% (อัตราส่วนที่แน่นอนคือ 2/√3 = 1.1547)

แต่กำไร 15% ก้อนนั้น ไม่มีอยู่ในระบบเฟสเดียว กลไกที่มาของมันคืออิสระในการฉีดองค์ประกอบซีเควนซ์ศูนย์ (หรือฮาร์มอนิกที่สาม) เข้าไปในแรงดันเทียบนิวทรัลของทั้งสามเฟสพร้อมกัน ซึ่งทำได้เพราะในระบบสามเฟสสามสาย องค์ประกอบคอมมอนโหมดนี้จะหักล้างกันหมดในแรงดันระหว่างสาย โหลดจึงไม่เห็นมัน แต่เพดานแรงดันระหว่างสายกลับสูงขึ้น คิดเป็นตัวเลขคือแรงดันระหว่างสายยอดสูงสุดขยับจาก √3·Vdc/2 = 0.866·Vdc ในแบบ SPWM ไปเป็น Vdc เต็มในแบบ SVPWM ซึ่งก็คือ 1.1547 เท่าพอดี ในทางกลับกัน H-Bridge เฟสเดียวไม่มีองศาอิสระนี้ให้ใช้เลย เหตุผลอยู่ที่มุมเฟส ขาทั้งสองของ H-Bridge ทำงานตรงข้ามกันพอดี 180 องศา จึงชนขีดจำกัด ±Vdc/2 ของตัวเอง พร้อมกัน ไม่มีขณะใดเลยที่ขาหนึ่งยังเหลือช่องว่างขณะที่อีกขาหนึ่งเต็มแล้ว ต่างจากสามเฟสที่ขาแต่ละขาห่างกัน 120 องศา จึงชนขีดจำกัดคนละจังหวะและเหลือช่องว่างให้ใช้เสมอ ยิ่งไปกว่านั้น Unipolar SPWM ก็ไปถึงแรงดันยอด = Vdc เต็มบัสอยู่แล้วที่ m_a = 1 ซึ่งเป็นเพดานทางกายภาพของบริดจ์สองระดับอยู่แล้ว พูดให้ถึงที่สุดคือในระบบเฟสเดียว ไม่มีเทคนิคมอดูเลตใดเพิ่มเพดานนี้ได้ ไม่ใช่แค่ SVPWM เพราะไม่มีส่วนที่เหลือค้างไว้ให้ไปเก็บกลับมาตั้งแต่ต้น

ความหมายในทางปฏิบัติสำหรับผู้อ่านส่วนใหญ่ของเรา: โซลาร์รูฟท็อปที่อยู่อาศัยในประเทศไทยเชื่อมต่อแบบเฟสเดียวเป็นส่วนใหญ่ ดังนั้นถ้าเห็นสเปกหรือสื่อการตลาดอ้างว่าอินเวอร์เตอร์บ้านรุ่นหนึ่ง “ใช้ SVPWM จึงใช้แรงดันบัสได้ดีกว่า 15%” ให้ถือว่าเป็นการยกตัวเลขของระบบสามเฟสมาใช้ผิดบริบท SVPWM ยังคงเป็นเทคนิคหลักและถูกต้องสำหรับอินเวอร์เตอร์สามเฟสที่ควบคุมด้วย DSP ซึ่งครอบคลุมงานเชิงพาณิชย์ โซลาร์ฟาร์ม และระบบสามเฟสในอาคาร ส่วนข้อกล่าวอ้างที่ว่า SVPWM ลดจำนวนครั้งการสวิตช์ลงราว 30% เมื่อเทียบกับ SPWM ทั่วไปนั้น เราไม่พบแหล่งปฐมภูมิที่ระบุตัวเลขเปอร์เซ็นต์เจาะจงและตรวจสอบได้ จึงระบุได้เพียงเชิงคุณภาพว่าการจัดวางเวกเตอร์ศูนย์ช่วยลดจำนวนการเปลี่ยนสถานะสวิตช์ต่อคาบ และทำให้กำลังสูญเสียจากการสวิตช์ลดลง

การตัดหม้อแปลงออกให้ประสิทธิภาพ 97-99% แต่เปิดทางให้กระแสรั่วผ่านค่าความจุแฝงถึง 200 nF/kWp

อินเวอร์เตอร์ยุคแรกใช้หม้อแปลงความถี่ต่ำ 50 Hz ทำหน้าที่สองอย่างคือยกแรงดันให้พอเชื่อมกริด และแยกทางไฟฟ้า (Galvanic Isolation) ระหว่างฝั่งแผงกับฝั่งกริดเพื่อความปลอดภัย ต่อมามีการใช้หม้อแปลงความถี่สูงร่วมกับวงจร DC-DC ซึ่งลดขนาดลงได้มากแต่ยังสูญเสียสองต่อ ปัจจุบันมาตรฐานของอินเวอร์เตอร์โซลาร์คือ แบบไร้หม้อแปลง (Transformerless) ที่ตัดหม้อแปลงทิ้งทั้งหมด แล้วออกแบบให้บัส DC จากการต่อแผงอนุกรมมีแรงดันสูงพอจะสังเคราะห์แรงดันกริดได้โดยตรง ผลตอบแทนคือน้ำหนัก ขนาด ต้นทุน และประสิทธิภาพที่ทำได้ถึง 97-99%

เพดานแรงดันบัสที่ต้องการคำนวณได้ตรงไปตรงมา กริดเฟสเดียวของไทยระบุแรงดันกำหนดไว้ที่ 220–230Vrms แล้วแต่เอกสารอ้างอิง แรงดันยอดจึงอยู่ที่ราว 311–325V (คือ 220 × √2 ถึง 230 × √2) ดังนั้นบัส DC ต้องสูงกว่านี้พร้อมเผื่อระยะสำหรับริปเปิลและการควบคุม ราว 350V ขึ้นไปคือพื้นทางทฤษฎี ส่วนค่าที่ออกแบบใช้งานจริงนั้น TI ระบุไว้ในเอกสารฉบับเดียวกันว่าโดยทั่วไปอยู่ที่ประมาณ 400 Vdc สำหรับระบบเฟสเดียว และราว 800V สำหรับสามเฟส โดยขยายได้ถึง 1,500V ในระบบขนาดใหญ่ ตัวเลขนี้คือสาเหตุที่การออกแบบสตริงต้องคุมทั้งขอบล่าง (แรงดันตกตอนแผงร้อน ต้องไม่หลุดต่ำกว่าหน้าต่างทำงาน) และขอบบน (แรงดันวงจรเปิดตอนอากาศเย็น ต้องไม่เกินพิกัดอินเวอร์เตอร์)

ราคาที่ต้องจ่ายสำหรับการตัดหม้อแปลงคือ กระแสรั่วลงดิน (Leakage Current) และกลไกของมันมีสองส่วนที่ต้องมาบรรจบกันจึงจะเกิดปัญหา ส่วนแรก แผงโซลาร์มีพื้นที่ผิวกว้างมากและมีกรอบโลหะต่อลงดิน จึงเกิด ค่าความจุแฝง (Parasitic Capacitance) ระหว่างตัวเซลล์กับดินอย่างหลีกเลี่ยงไม่ได้ TI ให้ตัวเลขไว้ว่าค่านี้สูงได้ถึงราว 200 nF ต่อกำลังติดตั้ง 1 kWp ในสภาพชื้นหรือขณะฝนตก ซึ่งเป็นเงื่อนไขปกติของภูมิอากาศไทยตลอดฤดูฝน ส่วนที่สอง วงจรสวิตชิ่งสร้าง แรงดันคอมมอนโหมด ที่เปลี่ยนแปลงเร็วและแอมพลิจูดสูง เมื่อแรงดันที่เปลี่ยนเร็วนี้ตกคร่อมค่าความจุแฝงดังกล่าว จึงเหนี่ยวนำให้เกิดกระแสไหลลงดิน ทิศทางของเหตุและผลตรงนี้สำคัญ ตัวความจุแฝงเองไม่ได้ทำให้เกิดกระแส มันเป็นเพียงเส้นทาง สิ่งที่ผลักกระแสคือแรงดันคอมมอนโหมดที่วงจรสวิตช์สร้างขึ้น ผลกระทบมีทั้งด้านความปลอดภัยของคนที่สัมผัส และด้านการใช้งานคือเครื่องตัดไฟรั่ว (RCD) ทำงานโดยไม่มีเหตุ ซึ่งเป็นอาการที่มักโผล่มาตอนฝนตกพอดี

HERIC ตรึงศักย์ไฟฟ้าในช่วงแรงดันศูนย์ จึงกดกระแสรั่วโดยไม่ต้องเอาหม้อแปลงกลับเข้ามา

ทางแก้ไม่ใช่การใส่หม้อแปลงกลับเข้าไป แต่คือแก้ที่ต้นเหตุ นั่นคือทำให้แรงดันคอมมอนโหมดหยุดแกว่ง จุดที่มันแกว่งแรงที่สุดคือช่วงที่เอาต์พุตควรเป็นศูนย์ เพราะใน H-Bridge ธรรมดา ช่วงแรงดันศูนย์เกิดจากการต่อเอาต์พุตทั้งสองข้างเข้ากับขั้วเดียวกันของบัส ทำให้ศักย์ไฟฟ้าของฝั่งแผงทั้งก้อนถูกกระชากตามบัสไปด้วย Topology ตระกูลที่ตรึงศักย์ในช่วงแรงดันศูนย์ จึงเพิ่มสวิตช์และไดโอดเข้าไปเพื่อสร้างเส้นทางไหลวนของกระแสขึ้นมาทางฝั่ง AC ทำให้ฝั่ง DC ถูกแยกออกจากฝั่ง AC ในช่วงนั้น (ตัวแผงยังคงต่ออยู่กับตัวเก็บประจุบัสของตัวเองตามปกติ สิ่งที่ถูกตัดคือการเชื่อมโยงไปยังฝั่งเอาต์พุต) เมื่อการเชื่อมโยงถูกตัดและศักย์ถูกตรึงไว้นิ่ง แรงดันคอมมอนโหมดแทบไม่เปลี่ยน กระแสรั่วจึงลดลงมาอยู่ในเกณฑ์ที่มาตรฐานความปลอดภัยกำหนดได้ ทั้งที่ยังไม่มีหม้อแปลงอยู่ในระบบเลย

ตัวแทนของตระกูลนี้ที่ยืนยันสถานะปัจจุบันได้ชัดที่สุดคือ HERIC ซึ่งไม่ใช่ของเก่าในตำรา เอกสาร TI ฉบับธันวาคม 2024 แสดงแบบอ้างอิง DC/AC เฟสเดียวขนาด 4.6 kW (TIDA-010938) ที่ตั้งค่าสลับระหว่างโหมด HERIC กับ Full-Bridge ธรรมดาได้ พร้อมระบุคุณสมบัติว่าสัญญาณรบกวนคอมมอนโหมดต่ำ EMI ต่ำ และ THD ต่ำ ข้อแลกเปลี่ยนอยู่ในตารางด้านบนแล้ว และควรอ่านให้ตรงกับหลักที่วางไว้ตอนต้นบทความ คือ HERIC กลับไปมีความถี่ริปเปิลเท่ากับ f_pwm ไม่ใช่สองเท่าแบบ Unipolar เมื่อความถี่ที่ต้องกรองลดลงครึ่งหนึ่ง ภาระของตัวเหนี่ยวนำจึงย้อนกลับไปใกล้ระดับเดียวกับแบบ Bipolar ไม่ใช่แค่ใหญ่ขึ้นเล็กน้อย นี่คือราคาที่จ่ายจริงเพื่อแลกกับกระแสรั่วและสัญญาณรบกวนคอมมอนโหมดที่ต่ำกว่ามาก และเป็นการแลกที่คุ้มเฉพาะเมื่อระบบไม่มีหม้อแปลงคอยแยกทางไฟฟ้าให้แล้วเท่านั้น ในเอกสารทางวิชาการยังมี Topology อื่นในตระกูลเดียวกันที่ทำงานด้วยแนวคิดตรึงศักย์คล้ายกัน เช่นที่รู้จักกันในชื่อ H5 และ FB-ZVR แต่เราไม่ได้เปิดแหล่งปฐมภูมิที่อธิบายกลไกของสองตัวนี้โดยตรงในการตรวจสอบรอบนี้ จึงระบุไว้เพียงว่ามีอยู่จริงในสายวิวัฒนาการเดียวกัน โดยไม่ยืนยันรายละเอียดเชิงกลไกแทนแหล่งที่เราไม่ได้อ่าน

Multi-Level ลดความเค้นแรงดันต่อสวิตช์ลงครึ่งหนึ่ง แต่คุ้มเมื่อระบบใหญ่ ไม่ใช่บนหลังคาบ้าน

เมื่อแรงดันบัสสูงขึ้นไปถึงระดับ 800–1,500V การใช้ H-Bridge สองระดับตรง ๆ เริ่มไม่คุ้ม เพราะสวิตช์แต่ละตัวต้องทนแรงดันเต็มค่าบัส ต้องเลือกอุปกรณ์พิกัดสูงราคาแพง และค่า dv/dt ที่สูงจากการสวิตช์ก็สร้าง EMI และความเค้นต่อฉนวน ทางออกคือ อินเวอร์เตอร์แบบหลายระดับ ที่สังเคราะห์เอาต์พุตเป็นขั้นบันไดหลายขั้น เข้าใกล้ซายน์ตั้งแต่ก่อนกรอง สามรูปแบบหลักคือ NPC (Neutral Point Clamped) ที่ใช้ไดโอดยึดจุดต่อเข้ากับกึ่งกลางบัส ทำให้สวิตช์ทุกตัวเห็นแรงดันเพียงครึ่งหนึ่งของบัสและให้ EMI ดีกว่าแบบสองระดับ Flying Capacitor ที่ใช้ตัวเก็บประจุแทนไดโอดและให้ขนาดแม่เหล็กเล็กที่สุดกับ EMI ต่ำที่สุด แลกกับจำนวนตัวเก็บประจุที่มากขึ้น และ Cascaded H-Bridge ที่ต่ออนุกรมโมดูล H-Bridge หลายตัวโดยแต่ละตัวมีแหล่งจ่าย DC อิสระ ซึ่งเข้ากับโซลาร์ได้ดีเป็นพิเศษเพราะเปิดทางให้ทำ MPPT แยกอิสระในระดับโมดูล

ข้อสรุปเชิงปฏิบัติคือ ระบบแรงดันต่ำในที่อยู่อาศัยยังคงใช้ H-Bridge สองระดับเป็นหลัก และนั่นเป็นทางเลือกที่ถูกต้องแล้วสำหรับขนาดนั้น ส่วน 3-Level NPC และ Cascaded H-Bridge จะเริ่มคุ้มเมื่อกำลังและแรงดันสูงขึ้นจนต้นทุนสวิตช์พิกัดสูงและปัญหา EMI มีน้ำหนักเกินความซับซ้อนที่เพิ่มเข้ามา หากกำลังเลือกซื้อจริง สิ่งที่ตัดสินใจได้ในระดับเจ้าของระบบไม่ใช่ Topology ภายใน แต่คือสถาปัตยกรรมระดับระบบว่าจะใช้ String, Optimizer หรือ Micro Inverter ซึ่งเราแยกไว้ใน บทความเลือกอินเวอร์เตอร์โซลาร์

สรุปเชิงวิศวกรรม

• อินเวอร์เตอร์ไม่ได้ดัดรูปคลื่น มันสับ DC เป็นพัลส์ที่ความถี่ระดับ kHz (แหล่งอ้างอิงฝั่งผู้ผลิตใช้ 20 kHz ขึ้นไปเป็นฐาน) แล้วให้ตัวกรอง LC เฉลี่ยพัลส์ออกมาเป็นซายน์ 50 Hz
• H-Bridge สี่สวิตช์ให้แรงดันเต็มบัสและสามระดับ จึงแทนที่ Half-Bridge ซึ่งให้ได้แค่ครึ่งบัสในงานเชื่อมต่อกริด
• Unipolar PWM ทำให้ริปเปิลปรากฏที่ 2 × f_pwm จึงลดขนาดตัวเหนี่ยวนำลงได้มาก และเป็นค่ามาตรฐานของอินเวอร์เตอร์เฟสเดียวสมัยใหม่
• SPWM ใช้บัสได้สูงสุด 78.5% (= π/4) ของคลื่นสี่เหลี่ยม เกินกว่านั้นคือโอเวอร์มอดูเลชันซึ่งสร้างฮาร์มอนิกลำดับต่ำที่กรองไม่ออก
• SVPWM ที่ 90.7% และกำไร 15% เป็นผลของระบบสามเฟสเท่านั้น กลไกคืออิสระของซีเควนซ์ศูนย์ที่หักล้างในแรงดันระหว่างสาย ระบบเฟสเดียวไม่มีอิสระนี้ และไม่ได้กำไรก้อนนี้
• ไร้หม้อแปลงให้ประสิทธิภาพ 97-99% โดยแรงดันยอดของกริด 220–230Vrms อยู่ที่ราว 311–325V ทำให้พื้นทางทฤษฎีของบัสอยู่ที่ราว 350V และค่าออกแบบใช้งานจริงราว 400V สำหรับเฟสเดียว ราคาที่จ่ายคือกระแสรั่วผ่านค่าความจุแฝงที่สูงถึง ~200 nF/kWp ในสภาพชื้น ซึ่งเป็นเงื่อนไขปกติของฤดูฝนไทย
• ต้นเหตุของกระแสรั่วคือแรงดันคอมมอนโหมดที่แกว่ง ไม่ใช่ตัวความจุแฝง Topology อย่าง HERIC จึงแก้ด้วยการตรึงศักย์ในช่วงแรงดันศูนย์ แลกกับตัวกรองที่ใหญ่ขึ้นเล็กน้อย

บทความนี้อธิบายว่าอินเวอร์เตอร์สร้างไฟ AC ขึ้นมาได้อย่างไร แต่ยังไม่ได้ตอบว่ามันรู้ได้อย่างไรว่าควรดึงกำลังจากแผงเท่าไรจึงจะได้มากที่สุดในแต่ละขณะ นั่นคือเรื่องของการติดตามจุดจ่ายกำลังสูงสุด (MPPT) ซึ่งเป็นกลไกที่ตัดสินผลผลิตจริงต่อปีของระบบ และเป็นหัวข้อที่เราแยกไว้อีกบทความหนึ่ง

อ้างอิง

1. Ghosh, V. & Parzhuber, H. Power Topology Considerations for Solar String Inverters and Energy Storage Systems, Application Note SLLA498A. Texas Instruments, ฉบับปรับปรุงธันวาคม 2024 — เข้าถึงเมื่อ 25 ก.ค. 2569
2. NPTEL (IIT Kharagpur). Module 5, Lesson 38: Other Popular PWM Techniques (DC to AC Converters), Power Electronics, EE IIT Kharagpur — เข้าถึงเมื่อ 25 ก.ค. 2569
3. Chou, W. Choose Your IGBTs Correctly for Solar Inverter Applications. Power Electronics Technology (International Rectifier), สิงหาคม 2008, เผยแพร่โดย Infineon Technologies — เข้าถึงเมื่อ 25 ก.ค. 2569